2. Department of Electrical and Electronic Engineering, Ariel University, Ariel 44837
随着光伏(photovoltaic,PV)产业的迅猛发展,光伏逆变器技术成为了一个研究热点。传统的集中型、串型、多串型光伏逆变器通常使用由多个太阳能电池板串联或并联组成的电池板阵列,因此会存在诸如局部阴影及不匹配损耗等问题[1]。微逆变器(micro-inverter)直接与每一块电池板相连,因而不存在上述问题,同时还可以实现每一块太阳能电池板的最大功率点跟踪(maximum power point tracking,MPPT),提高整体发电效率。
微逆变器需要将一块太阳能电池板的输出电压转换为电网电压,因此不仅需要逆变功能,还需要实现高增益的升压功能。传统的双级式微逆变器拓扑通常由一级带MPPT功能的高增益DC-DC变换器和一级全桥逆变器组成。由于全桥逆变器基本结构是固定的,所以很多研究都集中在高增益DC-DC变换器上[2, 3]。
对单级式微逆变器拓扑研究相对较少,主要的难点在于高增益升压以及功率解耦的兼顾。高增益升压是由太阳能电池板侧的低电压(通常在25~50 V之间)和网侧高电压(如中国和欧洲220 V交流、美国110 V交流等)之间的电压等级差决定的。功率解耦则是因为电池板侧的输出功率是恒定的,而网侧的瞬时功率是按正弦规律变化的。通常的办法是在直流母线上放置解耦电容,当电池板的输出功率高于网侧时,将多余的能量先储存于电容中,当其低于网侧电压时再将储存的能量释放出来。该电容值由额定功率Pdc,电网频率f,直流母线电压Vdc,以及允许的电压纹波Δv决定[4],即有:
可以看出,在其他条件一定的情况下,解耦电容放置处直流电压的高低将会严重影响电容值的大小。当解耦电容放置于电池板侧时,电容值将会非常大(例如,在Vdc=35 V,Δv=6 V,以及Pdc=160 W的条件下,解耦电容将高达2.4 mF [1])。因此不得不使用低寿命、大容量的电解电容。而如果将解耦电容放置于高压直流侧时,电容值将会大大降低,使得薄膜电容的应用成为可能,从而可以提高光伏逆变器的寿命和可靠性。
反激型拓扑是单级式微逆变器的一种方案。变压器的引入可以实现高增益升压,然而该型拓扑通常没有高压直流母线,为了避免在电池板侧放置大电容,该型拓扑不得不引入额外的功率解耦电路[5, 6],不仅增加了开关器件,还在一定程度上降低了变换器的整体效率。
Boost型拓扑也是一种可能的方案。文献[7]提出了一种双Boost型单级逆变器,将2个升压电感连接到传统全桥逆变器的桥臂中点,负载放置于2个桥臂的高压母线之间,从而得到其差分式输出。相较于文献[7, 8]提出的Boost变换器与全桥逆变器结合而成的单级式拓扑只需要一个升压电感,同时该拓扑具有高压直流母线,其功率解耦简单,不需要额外的解耦电路。然而,文献[7, 8]都受制于传统Boost变换器有限的电压增益,在实际应用中通常不超过5倍,这不能满足微逆变器对于高增益的要求。
本文在文献[8]的基础上,提出了一种新型的单级式高增益微逆变器拓扑,引入了耦合电感和充电泵,可以大大提高电压增益,同时保持了原有的高电压直流母线,实现了高增益和功率解耦的兼顾。
1 变换器拓扑结构与工作原理 1.1 拓扑结构如图 1所示,本文提出的单级式高增益微逆变器拓扑结构由以下部分组成:开关管M1-M4所组成的全桥结构;换向二极管D1和D2;直流母线充电二极管D3;耦合电感W1:W2;电压泵升单元Cs1,Cs2,Ds1,Ds2;解耦电容Cdc;输出滤波器Lo-Co;负载RL。
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| 图 1 带耦合电感和充电泵的单级式高增益微逆变器拓扑 |
可以看出,整个拓扑是由一个带耦合电感和充电泵的Boost变换器和一个全桥逆变器通过共用下管M2和M4结合而成的单级式拓扑,可以在实现高增益升压功能的同时完成逆变功能。
1.2 工作原理由于输出电压为交流,拓扑在正负半周的工作过程具有互补性。在此,以输出正向电压为例来分析拓扑的工作原理。一个开关周期内共有6个工作模态,如图 2所示,其工作过程分析如下:
1) 模态1(t0-t1):开关管M1和M4导通,开关管M2和M3关断,二极管D2和Ds1导通,D1、D3和Ds2关断。输入电压源给耦合电感的励磁电感Lm充电;同时解耦电容Cdc给输出滤波器和负载供电;电容Cs2通过二极管Ds1给电容Cs1充电,直到t1时刻,Cs2上的电压降到最低值,该模态结束。
2) 模态2(t1-t2):当Cs2上的电压降低到最低值后,二极管Ds1断开。输入电压源继续给励磁电感Lm充电;同时解耦电容Cdc仍然给输出滤波器和负载供电。
3) 模态3(t2-t3):开关管M2和M4导通,开M1和M3关断,二极管D1和D2导通,D3、Ds1和Ds2关断。输入电压源仍然给励磁电感Lm充电;而输出滤波器的输入端被短路,输出电感Lo给输出电容Co和负载RL充电。
4) 模态4(t3-t4):t3时刻,开关管M2和M4同时关断,而M1和M3同时导通,二极管D1、D2、D3、和Ds1都关断,Ds2导通。此时,励磁电感Lm与输入电压源一起通过Ds2给电容Cs2充电,随着Cs2上的电压升高,绕组W1上的反向电压幅值随之增加,同时W2上的感应电压也增大;输出滤波器的输入端被开关管M1和M3短路,输出电感Lo继续给输出电容Co和负载RL充电。
5) 模态5(t4-t5):t4时刻,耦合电感W1:W2上的电压与输入电压源Vg、以及电容Cs1的电压总和超过直流母线电压Vdc时,二极管D3开通,开始给解耦电容Cdc充电。电容Cs2继续被充电直到t5时刻,其电压达到最大值。其他功率器件状态保持不变。
6) 模态6(t5-t6):在t5时刻,Cs2上的电压达到最大值,其充电过程结束,Ds2关断。耦合电感W1∶W2、输入电压源Vg、以及电容Cs1继续给解耦电容Cdc充电,直到下一个开关周期开始。
由以上工作过程看出:当开关管M1和M4同时开通时(模态1和2),全桥电路工作于Buck状态以实现逆变功能;当开关管M4开通时(包括M2和M4同时开通,即模态1～3),带耦合电感和电压泵的升压变换器工作于Boost状态,以实现高增益升压功能。对于给定的Buck和Boost占空比信号,拓扑的工作波形如图 3所示。
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| 图 2 拓扑工作模态等效电路图 |
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| 图 3 拓扑主要工作波形 |
根据拓扑工作过程的分析,可以得到各个开关管分别在正向输出和负向输出时的开关状态如表 1所示。
在实际应用中，Boost开关信号Sbst用来控制升压,对于并网逆变器可以用来做MPPT,独立运行逆变器可以用来做直流母线稳压控制;而Buck开关信号Sbk用来做输出斩波控制,可以通过调制Sbk来得到所需要的输出波形。
2 电路特性分析为简化分析,假设所有的开关器件为理想器件、耦合电感和输出电感都工作于电流连续工作模式(continuous current mode,CCM)且不考虑其漏感、电容足够大使其电压可以看作恒定值。
2.1 电压增益由以上分析可知,拓扑的工作方式是由一个带耦合电感和充电泵的Boost变换器与全桥逆变器的结合,因此其电压增益也为2个变换器的结合。与文献[9]的分析过程类似,可以推导出该Boost变换器的电压增益。
当开关管M2或M4开通时,输入电源给耦合电感的励磁电感充电,即
同时,耦合电感的副边和电容Cs2一起给电容Cs1充电,可以得到:
当开关管M2和M4都关断时,耦合电感的励磁电感放电,加在其两端的电压为:
输出直流电压Vdc与VCs1和VCs2的关系为:
由励磁电感的伏秒平衡原则可得:
将(2)～(5)式带入(6)式,可得带耦合电感和充电泵的Boost变换器的电压增益为:
(7)式中的电压增益Mbst与传统Boost变换器的增益比较如图 4所示,可以看出,通过调节本拓扑自身固有的耦合电感匝数比n,电压增益可以大大提高。
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| 图 4 带耦合电感和充电泵的Boost变换器和 传统Boost变换器电压增益对比 |
全桥逆变器工作于Buck状态,其电压增益很容易得到:
因此,拓扑总的电压增益为二者的结合,即:
开关管M1～M4的电压应力与普通全桥逆变器相同,都等于直流母线电压Vdc,即:
当开管M1和M4开通时,二极管D1承受的反向电压为最大值Vdc;相类似的,当开关管M2和M3开通时,二极管D2承受最大反向电压也为Vdc,即:
当开关管M2或M4开通时,二极管D3承受最大反向电压为直流母线电压与Vdc电容Cs2电压VCs2之差,而根据(3)式和(5)式可得
故,二极管D3的电压应力为:
首先,利用PSIM仿真软件对所提出的拓扑进行验证,得到的仿真波形如图 5所示。
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| 图 5 仿真波形 |
在输入电压Vg=48 V,匝数比n=1,占空比Dbst=0.64时,直流母线电压Vdc可泵升至380 V,电压增益约为7.9倍,这证明了拓扑具有较高的电压增益。仿真输出电压的THD仅为1.6％,这说明了拓扑同时能输出高质量的正弦波。
继而,研制了200 W原理样机并进行了测试。样机的主要设计参数为:输入电压Vg=48 V;输出电压Vo=110 V/60 Hz;开关频率f=50 kHz;开关管M1～M4为SCT2080KE;二极管D1和D2为STTH30L06;二极管D3为C3D04065A;二极管Ds1和Ds2为STTH5L06;解耦电容Cdc=47 μF;耦合电感匝数比为1∶1,励磁电感Lm=150 μH;输出电感Lo=1 mH;输出电容Co=1.5 μF;电容Cs1=Cs2=1 μF。
图 6所示为输入电压Vg,输出电压vo以及输出电感电流iLo的实验波形。可以看出,输出电压保持了高质量的正弦输出。
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| 图 6 Vg,iLo以及vo的实验波形 |
图 7所示为开关管M1和M2的漏源极电压vds波形以及输入电流ig波形:(a)输出电压为正,(b)输出电压为负。可以看出,当输出电压为负时,在整个Boost占空比时间内开关管M2都是开通的,所以输入电流是随着开关管M2的开关状态变化的;而当输出电压为正时,开关管M2只在Boost占空比的一部分时间内开通,所以输入电流先于开关管M2的开通开始其上升状态。
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| 图 7 Vds1,Vds2以及ig的实验波形 |
图 8所示为2种不同负载下的输出电压vo和输出电流io波形:(a)线性阻感负载,(b)非线性的电阻和饱和电感负载。在不同负载下,输出电压仍能保持较高的正弦性,所测THD约为5％。
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| 图 8 不同负载下的vo和io实验波形 |
实验测得的效率曲线如图 9所示,最高效率为89％。影响效率的主要因素是在输入电压较低的情况下,二极管D1和D2的导通损耗较大,随着输入电压的升高,其损耗会相应减小。
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| 图 9 实验样机的效率曲线 |
本文提出了一种带耦合电感和充电泵的单级式高增益光伏微逆变器拓扑,详细分析了其工作原理,推导了其电压增益及电压应力,给出了仿真和实验结果。结果表明,该拓扑具有以下优点:
1) 引入了耦合电感和充电泵,可以大大提高电压增益,从而克服了基于传统Boost变换器的单级式微逆变器拓扑存在的增益有限的问题。
2) 独特的开关逻辑使升压和逆变共用开关管,从而实现单级式拓扑结构。
3) 相较于单级反激式微逆变器拓扑固有的功率解耦难问题,该拓扑保留了高电压直流母线,从而使功率解耦变得容易。
4) 升压和逆变控制相互独立,使得该单级式拓扑具有了传统双级式拓扑升压和逆变分别控制的优越性,从而为MPPT控制创造便利。
因此,该拓扑可以成为单级式光伏微逆变器的可行解决方案之一。
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2. Department of Electrical and Electronic Engineering, Ariel University, Ariel 44837, Isroel
