基于移相控制的DAB DC-DC变换器广泛应用于大中功率的工业领域。由于其可以仅通过数字控制策略而实现软开关控制, 降低变换器功率损耗, 因而在电动汽车、混合动力汽车领域以及航空航天电源系统中, 这种高效率、高功率密度、宽电压范围的DAB DC-DC变换器得到了广泛应用。在中高压微电网接口装置中, 由于体积小、功率密度高的优势, 也逐渐开始使用基于DAB DC-DC变换器的固态高频变压器来替代传统工频变压器实现电压等级的转换。除此之外, 其也因电气隔离、模块化、双向对称结构、能量可双向传输且简单易行的控制策略而备受关注[1-7]。
由于传统PWM控制方式传输功率范围的局限和较大的电磁干扰, 移相控制成为DAB DC-DC变换器最常用的控制策略, 其分为单移相(single-phase-shift, SPS)控制、扩展移相(extended-phase-shift, EPS)控制、双重移相(dual-phase-shift, DPS)控制以及三重移相(triple-phase-shift, TPS)控制等[8]。SPS控制是使用最广泛最常规的控制方式, 但在要求高性能的场合存在很多缺点, 如控制策略效率低, 回流功率较大, 开关器件的应力过大的局限性从而实际应用较少, EPS控制、DPS控制以及TPS控制由于其容易实现软开关, 较好地解决了功率回流以及提升了动态性能而在工业领域广泛应用[9-16]。然而, 无论是哪一种先进的控制策略, 在高频变压器一次侧都存在超前桥臂和滞后桥臂, 它们的软开关情况是不相同的, 以至于在变压器变比k≠1时, 负载率小于0.5时会产生开关管热损耗的增加, 从而降低电路的效率, 这是由于在分析DAB DC-DC变换器的软开关条件时忽略了功率Mosfet并联缓冲电容(CD1-CD4, CM1-CM4)在桥臂上下管的开通、关断瞬间, 也就是死区时间内的充放电情况对功率Mosfet开通、关断的影响。且在轻载条件下, 软开关范围缩小, 尤其是滞后桥臂的软开关条件更为苛刻, 在固定条件下滞后桥臂更难实现软开关, 从而造成开关噪声的增加以及功率器件的热不平衡, 增加了器件的应力, 减少了电路的寿命[17-18]。文献[6]着重推导给出在频域分析DAB变换器ZVS软开关实现条件公式, 通过实验验证了理论分析。文献[9]给出了通过抑制DAB变换器瞬态直流偏置的方法从而提高可靠性的研究结果。而在对功率器件可靠性要求极高的航空航天领域中, 传统的移相控制方法无法解决在航空电气系统高压直流母线与电作动类电气负载能量可靠流动的问题。在降低开关损耗, 利用ZVS或ZCS实现软开关, 并增大其实现范围, 也可实现降低损耗, 但是其分析方法和控制策略较为复杂。文献[18]只是针对前桥臂是H桥, 后桥臂为不控整流桥的拓扑结构, 分析了在轻载情况下的热应力及控制方法的影响, 没有分析DAB变换器工作的情况。文献[19]提出了一种混合移相调制策略在DAB变换器中的应用, 一定程度上同时达到优化变换器性能及实现软开关的目的。
本文详细分析了开关桥臂开关管热不平衡发生机理, 在此基础上提出了一种新型的热平衡移相控制策略, 目的是平衡轻载条件下桥臂开关损耗, 通过2种调节模式调整桥臂的超前、滞后关系, 从而达到减小功率开关管应力及平衡器件损耗的效果。通过建立以DSP为控制平台, 以ESP控制策略为基础的DAB DC-DC变换器验证实验平台, 经过对最终实验结果分析验证了所提出的控制方法的合理性和正确性。
1 传统控制策略原理及分析 1.1 传统控制策略原理目前广泛应用的单相DAB DC-DC变换器拓扑结构如图 1所示。该变换器包含有前桥和后桥共八个开关管, 可以通过适当的控制方式实现能量双向流动。
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| 图 1 DAB DC-DC变换器拓扑图 |
以EPS控制为例, n < 1, 控制原理波形如图 2所示。软开关的一般实现方法是设计谐振电路使得开关在导通的瞬间电压为零(zero voltage switch, ZVS), 开关关断的瞬间电流为零(zero current switch, ZCS)。DAB DC-DC变换器本身的桥式拓扑结构就可以实现ZCS而不需要引入额外的器件。结合DAB DC-DC变换器的桥式结构, 实现ZVS的具体条件是:当开关管导通的时刻, 其反并联的二极管处于导通状态。具体到电路的情况就是在各个开关管导通之前, 回路中的电流通过开关管的反并联二极管进行传输。由于在开关管开通的瞬间, 其两端的电压和二极管的电压是相等的, 因此开通电压为零, 实现了零电压开通。
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| 图 2 EPS控制策略波形图 |
文献[17]分析了DAB DC-DC变换器的3种状态, 其中满载的情况可以通过文献[16]所提出的最小回流功率控制策略实现大范围内的软开关, 然而在轻载范围内则需要具体分析桥臂的谐振放电过程。
通过ESP控制下DAB DC-DC变换器工作模式的分析可知, 高频变压器一次侧H桥2个桥臂Mosfet的软开关条件是不同的, 高频变压器一次侧H桥Mosfet的软开关情况和二次侧软开关情况也有差异。在1个控制周期内的Mosfet开关状态以及能量传输情况见表 1, 各时刻可表示为t1=D1Ts, t2=D2Ts, t3=Ts, t4=D1Ts+Ts; 前后半周期对称, -iL(t1)=iL(t4)=Im, iL(t′1)=0, iL(t2)=-iL(t5)=Ip, iL(t′4)=0, iL(t3)=-iL(t0)=Ip; 开关频率fs=1/2Ts[14]。
| 时段 | (t6)t0~t0c | t0c~t1 | t1~t1c | t1c~t′1 | t′1~t2 | t2~t2c | t2c~t3 |
| 时间间隔 | D1Ts | D2Ts-D1Ts | (π-D2)Ts | ||||
| 导通器件 | S3, VM2, VM3 | VD1, S3, VM2, VM3 | VD1, VM2, VM3 | VD1, VD4, VM2, VM3 | S1, S4, Q2, Q3 | S1, S4 | S1, S4, VM1, VM4 |
| 能量传输状态 | 谐振 L→U2 U1→U2 |
L→U2 | 谐振 L→U2 L→U1 |
L→U2 L→U1 |
L→U2 L→U1 |
谐振 U1→L |
U1→U2 |
在文献[17]中已经对ESP控制策略下DAB DC-DC变换器的工作模态进行了详细的分析, 因而本文只针对并联缓冲电容充放电阶段, 即t0~t0c, t1~t1c, t2~t2c时段(由于前后半周期对称, t3~t3c, t4~t4c, t5~t5c时段工作状态与t0~t0c, t1~t1c, t2~t2c相同, 分析省略)模态分析层面。
1) t0~t0c阶段:在t0时刻, S2关断, CD2两端电压为0, 由于电容电压不能突变, 故S2零电压关断, 同时电感与CD1、CD2产生谐振, CD2充电、CD1放电至t0c时刻电压为0。电路中电压电流关系由下式表示:
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(1) |
初始条件uC1(0)=U1, iL(0)=-Ip, C=C1+C2, 则:
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(2) |
式中, 
2) t1~t1c阶段:在t1时刻, S3关断, 电感电流流向CD3、CD4支路, CD3充电、CD4放电至t1c时刻电压为0, S3零电压关断。同时电感与CD3、CD4产生谐振。此时变压器副边等效电压为nU2, 电路中电压电流关系由下式表示:
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(3) |
初始条件uC4(0)=U1, iL(0)=-Im, C=C3+C4, 则:
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(4) |
式中, 
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| 图 3 EPS控制方式下的工作模式(t0~t0c阶段) |
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| 图 4 EPS控制方式下的工作模式(t1~t1c阶段) |
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| 图 5 EPS控制方式下的工作模式(t2~t2c阶段) |
(3) t2~t2c阶段:在t2时刻, Q2、Q3关断, 副边Mosfet并联电容CM1、CM2、CM3、CM4所组成的并联线路与二次侧电感电流产生谐振, 谐振电流使CM1、CM4电感电流流向CD3、CD4支路, CD3充电、CD4放电至t1c时刻电压为0, S3零电压关断。同时电感与CD3、CD4产生谐振。此时变压器副边等效电压为nU2, 电路中电压电流关系由下式表示:
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(5) |
初始条件uC4(0)=U1, iL(0)=Iq, C=C1+C2=C3+C4, uC1(t)=uC4(t)则:
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(6) |
式中, 
由图 2可知前半周期在t0~t0c阶段, 超前桥臂S1、S2动作, 电感电流为Ip, t1~t1c阶段滞后桥臂S3、S4动作, 电感电流Im < Ip, 尤其是在轻载条件下电流更接近于零, 因此在DAB DC-DC变换器正常工作下超前桥臂电感与Mosfet并联缓冲电容比滞后桥臂实现谐振放电更加容易, 因此更容易实现软开关。
由(1)式、(2)式可得，保证uC1(t)能够谐振下降到0, 应满足
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(7) |
由(3)式、(4)式可得，保证uC4(t)能够谐振下降到0, 应满足
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(8) |
在EPS控制策略下, DAB DC-DC变换器的二次侧桥臂开关信号是没有移相角的, 因此两桥臂工作方式正负对称, 由(5)式、(6)式可得:
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(9) |
因而电感电流足以使二次侧桥臂Mosfet并联缓冲电容电压谐振下降到0。
1.3 传统控制策略的热不平衡现象机理分析对于DAB DC-DC变换器功率Mosfet的热损耗主要分为导通损耗和开关损耗, 开关损耗主要取决于功率Mosfet由开通到关断(或关断到开通)期间内, 加在其两端的电压VDS和通过Mosfet的电流Id决定的[20-22]。功率Mosfet的开通和关断损耗可通过以下公式计算:
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(10) |
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(11) |
式中, fs为变换器开关频率; ton为Mosfet开通过程所用时间; toff为Mosfet关断过程所用时间。对于DAB DC-DC变换器一次侧桥臂在开关瞬间VDS和Id分别等于此刻直流侧电压和电流, 即:
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(12) |
针对DAB DC-DC变换器具体低压侧Mosfet的一个开关周期内, 其产生的热能可由以下公式计算:
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(13) |
式中, LD, LS分别表示Mosfet漏级、源级电感; iL(ts)/n表示在开关周期ts内Mosfet中的瞬间电流; Vpk为开关峰值电压。
对于使用散热器散热的功率Mosfet, 一个开关周期内能量从其电能活动相对集中并且产生绝大部分热能的结点扩散到周围空气中的结-空气热阻Rja的计算公式为:
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(14) |
式中, Tj和Ta分别表示结点温度和环境温度; Q为Mosfet总散热量; Rθjc表示结-壳热阻; Rθcs表示壳-散热器热阻; Rθsa表示散热器-空气热阻; ΔT表示温升速率; Psl=Esl(ts)·fs。故有:
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(15) |
以本文实验样机为例, 低压侧使用IRFP4310z功率Mosfet, LD+LS=5.6 nH, Vpk取56 V, Rja=10.78 ℃/W, 可得不同电流负载下Mosfet的温升速率曲线如图 6所示。
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| 图 6 电流与温升速率曲线(IRFP4310z) |
结合1.2节分析可知DAB DC-DC变换器一次侧桥臂在轻载条件下的开关波形如图 7所示。超前桥臂与滞后桥臂都工作在硬开关状态, 但滞后桥臂的开关损耗比超前桥臂更大, 由(10)~(15)式可知滞后桥臂的ΔT大于超前桥臂, 因此会造成器件的热不平衡现象。
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| 图 7 轻载条件下超前桥臂与滞后桥臂开关波形 |
以升压模式为例, 如图 8所示, 传统移相控制方法下低压侧Q1和Q2作为超前桥臂工作, Q3和Q4作为滞后桥臂。图 9为轻载条件时(负载率10%)Q2的工作波形，图 10为负载率10%时, Q4的工作波形。此时软开关没有实现, VDS与VGS非零的重叠区域导致了开关损耗, 并且通过图 9和图 10的比较可得滞后桥臂的重叠区域相比超前区域更大, 开关损耗也更大, 验证了之前的理论分析。
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| 图 8 DAB DC-DC变换器低压侧桥臂示意图 |
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| 图 9 轻载条件下(负载率10%)Q2的工作波形 |
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| 图 10 轻载条件下(负载率10%)Q4的工作波形 |
如图 9、图 10所示, 这种不平衡产生的原因不仅是由于在轻载条件下软开关的条件的差异导致的, 而且由于Mosfet在开通、关断时不同的漏源电压VDS也导致了功率器件的电压应力有所差异, 这与本文之前的理论分析吻合。这种差异导致的超前桥臂与滞后桥臂的实际热不平衡如图 11所示, 作为滞后桥臂的Q3和Q4相比作为超前桥臂的Q1和Q2热损耗明显更高。
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| 图 11 超前桥臂与滞后桥臂的热不平衡(工作5min) |
图 12为热平衡移相控制策略的总体控制策略框图, 相比于通常使用的ESP控制策略下的电路设计, 该方案下DSP控制器内部的ADC采集输出电压信号, 与参考信号生成误差信号, 然后控制器发出相对应控制信号作用于PWM控制器来调节输出参数。与此同时, 控制器根据时基控制信号或者温度反馈信号发出控制命令“0”或“1”。控制命令为“0”时:S1、S2(Q1, Q2)作为超前桥臂, S3、S4(Q3, Q4)作为滞后桥臂; 控制命令为“1”时:S3、S4(Q3, Q4)作为超前桥臂, S1、S2(Q1, Q2)作为滞后桥臂。其工作模式如下:
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| 图 12 热平衡移相控制策略框图 |
1) 模式1——时基交替控制模式:该模式下, 通过配置TMS320f28335内的定时器, 配置交替运行的时间周期, 每当计数器达到每个时间周期的终点, 控制命令由“0”转换为“1”或者由“1”转换为“0”, 转换结束后计数器清零, 进入新的时间周期计数, 从而达到交替改变桥臂的超前、滞后关系, 在本文中设定的时间周期为5 ms。
2) 模式2——温度反馈控制模式:该模式下, 需要先分别对超前、滞后桥臂的功率Mosfet进行温度采样, 随后根据采样结果进行处理后改变系统的控制命令。温度采样电路主要由2个含有相同热敏电阻网络的差分放大器组成, 通过求得采样电压与基准电压的差值进行相应倍数的放大后得到DSP采样的电压值，这些电压值分别用来反映桥臂S1, S2(Q1, Q2)和S3, S4(Q3, Q4)的热损耗情况。当Δt≥2℃时, 控制命令由“0”转换为“1”或者由“1”转换为“0”, 从而达到功率器件的热损耗平衡。
在本文提出的新型热平衡移相控制策略中, 对控制命令发出后PWM改变移相关系的瞬态过程控制进行了优化, 如图 13b)所示, 在控制命令由“0”变为“1”时, 延长一个Ts内超前桥臂的开通状态D1Ts, 与此同时将滞后桥臂在此时Ts时间内的开通状态缩短D1Ts, 从而达到变压器一次侧电压状态不变, 从而平滑地过度到第2种工作状态。控制命令由“1”变为“0”的转换方式与此相同。通过该方法, 保证了变换器的稳定性, 进一步降低了功率器件的开关应力, 提高整个变换器的效率。
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| 图 13 模式转换时电路工作波形 |
图 14为实验所用DAB DC-DC变换器样机, 其相关参数如表 2所示。图 15为DAB DC-DC变换器热平衡控制策略的控制方案。其中功率电路部分主要包含2个全桥电路、1个功率高频变压器和1个功率电感。采样及控制电路对输入和输出的电压信号进行采样和调理, 将处理过的弱电信号送入以DSP为核心的控制器中进行采样离散运算, 并结合主电路桥臂的温度测量信号, 控制器处理结果通过PWM模块的输出端口输出相对应的控制信号, 同时应用高速光耦实现数字控制信号与主电路的隔离, 利用专用的驱动芯片对每个全桥电路中的开关管进行驱动控制。
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| 图 14 DAB DC-DC变换器实验样机 |
| 序号 | 参数(升压模式下) | 实际数值 | 备注 |
| 1 | 输入电压U2/V | DC 28 | |
| 2 | 输出电压U1/V | DC 270 | |
| 3 | 输出功率P/W | 750 | |
| 4 | 开关频率fs/kHz | 50 | |
| 5 | 功率电感L/μH | 7.8 | |
| 6 | 变压器变比 | 27:9 | n=0.33 |
| 7 | 一次侧功率Mosfet | IRFP4310z | RDS(on)=4.8 mΩ |
| 8 | 二次侧功率Mosfet | IPW60R070P6 | RDS(on)=70 mΩ |
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| 图 15 DAB DC-DC变换器控制框图 |
图 16为变换器正常升压模式满载工作时, 输出波形U1、输入侧电感前端Uab波形以及电感电流iL。低压侧输入电压U2=28 V, 高压侧输出电压U1=270 V, 满载输出功率750 W, 效率93%。具体参数如表 2所示。
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| 图 16 升压模式满载输出实验波形 |
图 17为变换器正常升压模式满载工作时, 改变桥臂超前、滞后关系时电路的瞬态稳定情况。当控制信号由“0”变为“1”时, 原超前桥臂Q1、Q2变为滞后桥臂, 原滞后桥臂Q3、Q4变为超前桥臂, 在过程的转换中, 功率传输基本保持稳定运行, 输出电压恒定不变。
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| 图 17 模式切换输出实验波形 |
图 18为本文提出的2种热平衡移相控制方式与传统ESP控制在变换器工作在轻载状态下(负载率10%)运行5 min后的热分析图, 图 18a)、图 18b)为传统ESP控制模式下的工况, 滞后桥臂由于谐振电流更接近于零而导致难以实现软开关, 从而增大了开关应力和损耗。图 18c)为时基交替模式下(转换周期为5 ms)的发热情况, 在保证电路平稳工作的前提下, 比传统的ESP控制热损耗下降了很多, 超前、滞后桥臂虽然仍有较小的温差, 但已大体解决了热不平衡问题。图 18d)为温度反馈控制模式下的发热情况, 在该控制方式下, 超前、滞后桥臂的热损耗基本达到平衡。与此同时通过图 18c)和图 18d)的实验结果, DAB DC-DC变换器在整体损耗也有明显地下降。
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| 图 18 3种控制策略下的Mosfet热成像图 |
进一步地观察该负载条件下的软开关情况如图 19所示。图 19a)和图 19b)分别为时基交替控制下和温度反馈控制下电路的软开关情况, 可以看出在这2种控制方式下在Uab由0变为nV1的时刻, iL < 0, 仍然与图 2所示的工作波形保持一致, 满足软开关条件。
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| 图 19 热平衡移相控制下软开关情况波形图 |
表 3和图 20分别是通过对全负载范围内的变换器工作效率的测试结果表格与折线图。
| % | |||
| 负载率 | 传统ESP控制 | 时基交替控制 | 温度反馈控制 |
| 10 | 69.75 | 73.14 | 74.20 |
| 20 | 82.13 | 84.79 | 86.86 |
| 30 | 87.21 | 88.90 | 88.86 |
| 40 | 89.24 | 90.06 | 90.22 |
| 50 | 91.69 | 92.38 | 92.95 |
| 60 | 92.55 | 9`3.44 | 93.71 |
| 70 | 92.40 | 93.22 | 93.30 |
| 80 | 92.93 | 93.93 | 94.08 |
| 90 | 92.75 | 93.66 | 93.66 |
| 100 | 92.43 | 93.29 | 93.36 |
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| 图 20 3种控制方式下的效率曲线 |
在负载率较高时, 2种热平衡移相控制方式对系统的效率提升并不明显, 而在轻载条件下(负载率小于20%), 时基交替控制与温度反馈控制方式下的DAB DC-DC变换器的效率有明显的提升, 使用温度反馈控制方法相比使用时基交替控制方法时效率还要略高一点。
3 结论在对基于双重移相控制下的DAB DC-DC变换器工作机理详细分析的基础上, 更深一步分析了功率变换器在工作死区时间内谐振电容放电情况, 从而进一步分析了轻载条件下DAB变换器的软开关情况, 在此基础上分析了DAB变换器开关管的热损耗分布机理, 给出热不平衡产生原因。在原有传统移相控制策略的基础上提出一种新型的热平衡移相控制方案, 在时基控制模式和温度反馈控制模式下, 对DAB DC-DC变换器的前级超前桥臂与滞后桥臂进行控制, 通过优化转换过程实现了变换器的稳定运行, 同时减小了功率器件的开关应力, 在平衡超前桥臂与滞后桥臂温度的同时也降低所有功率开关管的发热量, 显著地提高了变换器的效率及其可靠性。这在电动汽车、混合动力汽车、传统工业应用领域, 尤其是对器件的耐久度和变换器的可靠性要求更高的航空航天域, 都有着很大的理论和工程应用意义。
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