飞机的起飞和降落是飞机事故的多发阶段,全电刹车系统具有更好的安全性、可靠性以及更优良的刹车效率,使其成为未来飞机刹车系统的发展方向。全电刹车系统利用电机驱动装置代替原有的液压阀,来压缩刹车盘输出刹车力。因此系统不仅需要28 V低压直流电为防滑刹车控制盒供电,而且需要270 V高压直流电为电机作动系统供电,任何一种供电电源出现问题,均会使系统无法完成刹车任务。飞机在着陆过程中,机电作动器及连接电缆均裸露在起落架外,飞机着陆时,动能全部由刹车盘吸收,会产生大量的热,容易引起供电线路故障,从而造成电源故障,因此进行供电电源的余度设计来提高系统的安全性十分必要。
供电电源的余度设计应保证高压和低压之间相互备份,当28 V低压直流电源出现故障时,由270 V高压直流电源转化为28 V电压后为低压侧负载供电,而当270 V高压直流电源出现故障时,则由低压侧电源升压为电机运行提供270 V高压。而且高压和低压直流电源之间应保证电流隔离,以防止任何一路电源故障时,对另一路产生冲击。因此,可采用带有高频变压器的双向隔离DC-DC变换器(isolated bidirectional DC-DC converter, IBDC)来实现高低压端双向功率流动。
文献[1]提出了一种全桥双向DC/DC变换器,但这类变换器在升压时需要启动电路,而且次级开关管工作在二极管状态,存在反向恢复现象,使开关管损耗增大。文献[2]提出采用箝位电路,来吸收电压尖峰和实现原端开关管零电压开通(zero voltage switching, ZVS),但增加了电路的复杂度。文献[3]提出了双有源桥(dual active bridge, DAB)隔离变换器,通过移相控制(phase shift, PS)调节功率流动,并借助变压器漏感,可在特定运行区域内,实现所有开关管的ZVS,无需箝位和吸收电路。然而,由于漏感两端电压只在特定情况下相等,当电压不等时,会产生比较大的环流,增加导通损耗,而且在轻载下无法实现ZVS。
文献[4]提出了一种移相控制双半桥IBDC,其中低压侧采用电流馈电型半桥,高压侧采用电压馈电型半桥,无需箝位电路或额外的开关器件或谐振器件便可实现双向开关管ZVS,低压侧采用输入电感,限制了电流脉动。这些特性决定了该变换器具有高功率密度,高效的功率传输和紧凑的结构。然而采用移相控制,无法避免变压器两端电压不平衡时,所带来的大的环流。
文献[5]提出了一种脉宽调制+移相控制(PWM plus phase-shift, PPS)的IBDC,采用PWM控制保证漏感两端电压相等,并采用移相控制实现能量流动。该方法可以增大ZVS区域,减小漏电感电流以及扩大输入电压范围。这一控制方式也被推广至其他双向隔离DC-DC变换器中[6-7]。
由于该余度设计旨在提高刹车系统的可靠性,应尽量简化余度电路,避免过多元器件对系统可靠性的降低,结合航空航天器对于功率密度和可靠性的要求,为保证尽量少的元器件数目和采用简单的电路结构,本文采用双有源半桥隔离式双向DC-DC变换器作为全电刹车机电系统供电电源的余度管理电路,并将PPS控制方式应用于该变换器中。对比不同相位下,漏电流有效值与输出功率关系以及各功率管的ZVS状态,得出低导通损耗工作区域,并设计了闭环控制方法,最后通过功率1kW的原理样机实验,验证了分析和计算结果的可行性。该供电电源余度管理方法也适用于其他飞机高可靠机电作动系统中。
1 全电刹车供电电源设计全电刹车系统包括刹车控制单元(brake control unit, BCU),机电作动控制器(electromechanical actuation controller, EMAC)以及机电作动器(electromechanical actuation, EMA),其中EMAC与EMA组成机电作动系统。
图 1为全电刹车机电作动系统供电电源分布,其中BCU由28 V直流供电,EMAC中既包含28 V直流负载,也包含270 V高压直流供电的逆变器,EMAC中逆变器输出的三相电压为EMA中的电机供电。28 V直流电与270 V直流电之间通过双向DC-DC变换器互为冗余备份。
该余度设计为功能余度,相对于直接余度,降低了系统成本和复杂性,且该余度设计在系统正常工作时,处于休眠状态,不会对系统原有可靠性产生影响,而当供电发生故障时才激活,可有效提高机电系统的容错能力。
当变换器功率由低压侧向高压侧流动时,定义为升压模式,反之,当功率由高压侧向低压侧流动时,定义为降压模式。以升压模式为例,图 2所示为双半桥隔离式双向DC-DC变换器,电流方向如图 2中箭头所示。采用PPS控制,低压侧:开关管S1和S2驱动信号互补,设置S1的占空比为D,范围为0~1。输入电感L用于减小输入电流波动。设置L上流过的电流为iL,其两端电压为vL。电容C1和C2容值相同,设置为CL,LS为折算至原端的漏电感。设置漏电感两端电压为VLS,流过漏电感的电流为iLS。高压侧:S3和S4的驱动信号互补,其占空比与低压侧相同,设置S1与S3之间的相位差与一个周期2π的比值为Φ,其范围为-0.5~0.5,电容C3和C4容值相同,设置为CH。V1和V2分别为高压侧电压和低压侧电压,vab和vcd分别为漏电感前后电压。相比于移相控制中,开关管占空比固定在0.5,加入了PWM控制,可使t1~t2以及t3~t4时间段内vab=vcd, vLS=0, 从而使该时间段内漏电流不变,减小漏电流峰值。
根据D与Φ之间的关系以及不同的漏电流波形,可将升压模式分为a, b, c 3种运行状态,如表 1所示。其对应的开关管驱动信号、电压波形以及漏电流波形如图 3中a)~c)所示。降压模式与升压模式波形类似。
以升压模式a为例,如图 3a)所示,在t0~t2时间段内, S1导通, S2关断, S2上的电压为低压侧电容之和(VC1+VC2), 其输入电感上的电压为
(1) |
在t2~t4时间段内, S2导通, S1关断, S1上的电压为(VC1+VC2), 输入电感电压为
(2) |
由于输入电感的伏秒平衡, 有
(3) |
由(3)式可得, 电容电压之和的稳态值为
(4) |
vab的峰峰值Vab-pp为
(5) |
而vcd的峰峰值Vcd-pp为
(6) |
PPS控制在t0~t1和t2~t3段内实现能量流动, 而在t1~t2及t3~t4时间段内保持vab=vcd, 以限制iLS峰值, 故Vab-pp=Vcd-pp可得高压侧增益为
(7) |
漏电流iLS直接影响变换器的导通损耗和变压器损耗[8], 为了获得效率高的运行区域, 需要研究漏电流有效值较低的运行区域。
如图 2所示, 漏电流可表示为
(8) |
将不同时刻的vab和vcd带入, 并求积分可得
(9) |
时间t1~t2和时间t3~t4内vab=vcd, 故
(10) |
由于iLS(t0)=iLS(t4), 故
(11) |
由于一个周期内, 漏电流平均值为零, 并根据(10)式和(11)式可得
(12) |
式中,fs为开关管的开关频率。
定义漏电流的基准值为
(13) |
将(12)式代入(9)式中, 可得漏电流在一个周期内的标幺值i*LS, 如表 2所示。
i*LS (0~Φ) | iLs* (Φ~D) | i*LS (D~(D+Φ)) | i*LS ((D+Φ)~1) |
-DΦ+θ | (1-D)Φ | (1-D)Φ+D-θ | -DΦ |
注:表中θ为运行时刻占整个周期的比值。 |
通过表 2, 计算出漏电流均方根值的标幺值为
(14) |
假设电路中不存在损耗, 则其输出功率为
(15) |
定义输出功率的基准值为
(16) |
将(6)式、(10)式、(11)式以及表 1数据代入(15)式, 则输出功率的标幺值P*为
(17) |
采用相同的计算方法, 可计算出升压模式b对应的漏电流均方根值和输出功率值分别为
(18) |
(19) |
同理, 升压模式c对应的I*LS(RMS)和P*分别为
(20) |
(21) |
降压模式与升压模式的标幺值P*关于Φ=0中心对称, I*LS(RMS)关于Φ=0轴对称, 根据上述分析, 可画出漏电流均方根值, 以及输出功率的标幺值, 在不同相位差下的分布图如图 4所示。
当Φ>0时, P*>0变换器工作在升压模式下, 当Φ < 0时, P* < 0变换器工作在降压模式下。升压模式时, I*LS(RMS)相对于Φ单调增加, 而P*先增加后减小, 故变换器应工作在零到功率最大值Pmax*区间内, 以保证相同输出功率下, 变压器漏电感的电流最小。
通过对(17)式关于Φ求导, 可得
(22) |
(23) |
降压模式可类似分析, 故变换器相位差应工作在区间-(1-D)D < Φ < (1-D)D内, 这一区间处于模式a中。
2.3 软开关分析除了导通损耗外, 开关损耗也是变换器效率必须考虑的内容。当开关管开通, 其漏源极电流为负时, 可实现ZVS)。故在模式a中, 当变换器满足(24)式时, 所有开关管可实现ZVS[8]。
(24) |
由于输入电流iL的波动范围相对于漏电流很小, 故可认为其不变, 保持在稳态值, 结合(7)式、(16)式和(17)式, 可得其稳态值为
(25) |
根据图 3a)以及表 2可得出, 各时刻漏电流值如表 3所示。
(26) |
(27) |
从而得出在模式a内, 所有开关管均可实现ZVS。
3 闭环控制为了确保升/降压模式下输出电压稳定, 且漏感两端电压平衡, 需要设计闭环系统。
升压模式下其反馈控制框图如图 5所示。
它由占空比控制回路和移相角控制回路2部分组成。电压控制振荡器(voltage-controlled oscillator, VCO)用于产生S1和S3之间的相位差。Φ的范围根据2.2节的分析, 需限定在-(1-D)D < Φ < (1-D)D之间。
设置低压侧电容电压之和为VC12,开始工作时, V2和VC12均为零, 产生信号ve1, 进而产生占空比, 由于占空比的存在会产生VC12, 从而产生信号ve2, 使相位差控制回路工作, 最终使输出电压稳定, 且漏感两端电压保持平衡。在降压模式下的反馈控制类似, 仅需将反馈量由V2变为V1, 电压参考Vref应由270 V变为28 V。
4 试验验证为了验证本文所提出变换器理论研究的正确性, 制作了1台1 kW的原理样机。具体的系统参数为:高压侧额定电压V2=270 V, 低压侧额定电压V2=28 V, 变压器匝数比1:4, 输入电感L=100 μH, 变压器漏感LS=2.3 μH, 低压侧分压电容C1=C2=10 μF, 高压侧分压电容C3=C4=15 μF, 开关频率fs=50 kHz。
设置D=0.4, Φ=0.033, 负载R=640 Ω, 变换器工作在升压模式。图 6所示为S1和S3漏源极电压以及高/低压侧电压, 此时高/低压侧电压分别为29.5 V和287 V, 与(7)式中的分析一致, S1漏源极电压峰值为74 V, 与(4)式分析一致, S2漏源极电压的峰值与输出电压一致且与分析相符。图 7所示为vab, vcd, 以及漏电流波形。vab和vcd均为交流电压, 通过PPS控制, 使其幅值相等, 从而抑制电流尖峰, 使电流应力减小。
为了验证软开关性能, 需要检测开关管的门极驱动电压和漏源极电压, 图 8所示为开关管S1和S3的ZVS状态, 从图中可以看出, 当S1和S3开通前, 其漏源极结电容上的电压已降为零, 实现了ZVS。开关管S2和S4的ZVS状态类似。
设置占空比D=0.4, 相位差基于2π的比例Φ=-0.06, 负载电阻R=8.3 Ω, 变换器工作在降压模式时。图 9所示为开关管S1和S3漏源极电压以及高压侧电压和低压侧电压, 通过PPS控制, 可实现功率的反向流动。图 10所示为vab, vcd以及iLS波形, 通过PWM控制也可实现降压模式下的电压平衡, 从而抑制漏电流。
图 11所示为升压模式时负载由320 Ω切换至160 Ω时的动态试验波形,高压侧电压在切换前后保持在270 V,其动态响应时间为12 ms。图 12所示为降压模式时,负载由5.6 Ω切换至3 Ω时的动态响应波形,低压侧电压保持在28 V,其动态响应时间为10 ms。以上实验结果验证了该闭环控制方法具有良好的稳态和动态特性。
5 结论本文针对飞机全电刹车系统提出的供电电源余度设计方法,采用结构简单的双有源半桥隔离双向DC-DC变换器,并引入PPS控制方法,解决了传统PS控制下变压器漏电感两端电压不平衡时漏电流幅值高的问题,降低了漏电流的幅值,扩大了输入电压波动范围。
推导了双有源半桥隔离双向DC-DC变换器电压增益公式,漏电流有效值以及输出功率。
通过对比不同相位差下漏电流有效值以及输出功率的关系,给出了低导通损耗下的相位差调制范围,并证明了在该范围内,双向DC-DC变换器所有开关管均可实现ZVS。
设计了闭环控制方法,同时控制占空比和相位2个变量,在确保升压和降压模式下输出电压稳定的同时,保证变压器漏电感两端电压平衡。
[1] | Wang K, Lee F C, Lai J. Operation Principles of Bi-Directional Full-Bridge DC-DC Converter with Unified Soft-Switching Scheme and Soft-Starting Capability[C]//Applied Power Electronics Conference and Exposition, Fifteenth Annual IEEE, 2000: 111-118 |
[2] | Wu T F, Yang J G, Kuo C L, et al. Soft-Switching Bidirectional Isolated Full-Bridge Converter with Active and Passive Snubbers[J]. IEEE Trans on Industrial Electronics, 2014, 61(3): 1368-1376. DOI:10.1109/TIE.2013.2262746 |
[3] | De Doncker D E, Divan D M, Kheraluwala M H. A Three-Phase Soft-Switched High-Power-Density DC/DC Converter for High-Power Applications[J]. IEEE Trans on Industry Applications, 1991, 27(1): 63-73. DOI:10.1109/28.67533 |
[4] | Peng F Z, Li H, Su G J, et al. A New ZVS Bidirectional DC-DC Converter for Fuel Cell and Battery Application[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2004, 19(1): 54-65. DOI:10.1109/TPEL.2003.820550 |
[5] | Xu D, Zhao C, Fan H. A PWM Plus Phase-Shift Control Bidirectional DC-DC Converter[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2004, 19(3): 666-675. DOI:10.1109/TPEL.2004.826485 |
[6] | Xiao H, Xie S A. ZVS Bidirection-Al DC-DC Converter with Phase-Shift Plus PWM Control Scheme[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2008, 23(2): 813-823. DOI:10.1109/TPEL.2007.915188 |
[7] | Li W, Wu H, Yu H, et al. Isolated Winding-Coupled Bidirectional ZVS Converter with PWM Plus Phase-Shift(PPS) Control Strat-Egy[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2011, 26(12): 3560-3570. DOI:10.1109/TPEL.2011.2162852 |
[8] | Krismer F, Kolar J W. Efficiency-Optimized High-Current Dual Active Bridge Converter for Automotive Applications[J]. IEEE Trans on Industrial Electronics, 2013, 59(7): 2745-2760. |