飞机的起飞和降落是飞机事故的多发阶段，全电刹车系统具有更好的安全性、可靠性以及更优良的刹车效率，使其成为未来飞机刹车系统的发展方向。全电刹车系统利用电机驱动装置代替原有的液压阀，来压缩刹车盘输出刹车力。因此系统不仅需要28 V低压直流电为防滑刹车控制盒供电，而且需要270 V高压直流电为电机作动系统供电，任何一种供电电源出现问题，均会使系统无法完成刹车任务。飞机在着陆过程中，机电作动器及连接电缆均裸露在起落架外，飞机着陆时，动能全部由刹车盘吸收，会产生大量的热，容易引起供电线路故障，从而造成电源故障，因此进行供电电源的余度设计来提高系统的安全性十分必要。
供电电源的余度设计应保证高压和低压之间相互备份，当28 V低压直流电源出现故障时，由270 V高压直流电源转化为28 V电压后为低压侧负载供电，而当270 V高压直流电源出现故障时，则由低压侧电源升压为电机运行提供270 V高压。而且高压和低压直流电源之间应保证电流隔离，以防止任何一路电源故障时，对另一路产生冲击。因此，可采用带有高频变压器的双向隔离DC-DC变换器(isolated bidirectional DC-DC converter, IBDC)来实现高低压端双向功率流动。
文献[1]提出了一种全桥双向DC/DC变换器，但这类变换器在升压时需要启动电路，而且次级开关管工作在二极管状态，存在反向恢复现象，使开关管损耗增大。文献[2]提出采用箝位电路，来吸收电压尖峰和实现原端开关管零电压开通(zero voltage switching, ZVS)，但增加了电路的复杂度。文献[3]提出了双有源桥(dual active bridge, DAB)隔离变换器，通过移相控制(phase shift, PS)调节功率流动，并借助变压器漏感，可在特定运行区域内，实现所有开关管的ZVS，无需箝位和吸收电路。然而，由于漏感两端电压只在特定情况下相等，当电压不等时，会产生比较大的环流，增加导通损耗，而且在轻载下无法实现ZVS。
文献[4]提出了一种移相控制双半桥IBDC，其中低压侧采用电流馈电型半桥，高压侧采用电压馈电型半桥，无需箝位电路或额外的开关器件或谐振器件便可实现双向开关管ZVS，低压侧采用输入电感，限制了电流脉动。这些特性决定了该变换器具有高功率密度，高效的功率传输和紧凑的结构。然而采用移相控制，无法避免变压器两端电压不平衡时，所带来的大的环流。
文献[5]提出了一种脉宽调制+移相控制(PWM plus phase-shift, PPS)的IBDC，采用PWM控制保证漏感两端电压相等，并采用移相控制实现能量流动。该方法可以增大ZVS区域，减小漏电感电流以及扩大输入电压范围。这一控制方式也被推广至其他双向隔离DC-DC变换器中[6-7]。
由于该余度设计旨在提高刹车系统的可靠性，应尽量简化余度电路，避免过多元器件对系统可靠性的降低，结合航空航天器对于功率密度和可靠性的要求，为保证尽量少的元器件数目和采用简单的电路结构，本文采用双有源半桥隔离式双向DC-DC变换器作为全电刹车机电系统供电电源的余度管理电路，并将PPS控制方式应用于该变换器中。对比不同相位下，漏电流有效值与输出功率关系以及各功率管的ZVS状态，得出低导通损耗工作区域，并设计了闭环控制方法，最后通过功率1kW的原理样机实验，验证了分析和计算结果的可行性。该供电电源余度管理方法也适用于其他飞机高可靠机电作动系统中。
1 全电刹车供电电源设计全电刹车系统包括刹车控制单元(brake control unit, BCU)，机电作动控制器(electromechanical actuation controller, EMAC)以及机电作动器(electromechanical actuation, EMA)，其中EMAC与EMA组成机电作动系统。
图 1为全电刹车机电作动系统供电电源分布，其中BCU由28 V直流供电，EMAC中既包含28 V直流负载，也包含270 V高压直流供电的逆变器，EMAC中逆变器输出的三相电压为EMA中的电机供电。28 V直流电与270 V直流电之间通过双向DC-DC变换器互为冗余备份。
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| 图 1 全电刹车机电作动系统供电分布图 |
该余度设计为功能余度，相对于直接余度，降低了系统成本和复杂性，且该余度设计在系统正常工作时，处于休眠状态，不会对系统原有可靠性产生影响，而当供电发生故障时才激活，可有效提高机电系统的容错能力。
当变换器功率由低压侧向高压侧流动时，定义为升压模式，反之，当功率由高压侧向低压侧流动时，定义为降压模式。以升压模式为例，图 2所示为双半桥隔离式双向DC-DC变换器，电流方向如图 2中箭头所示。采用PPS控制，低压侧：开关管S1和S2驱动信号互补，设置S1的占空比为D，范围为0~1。输入电感L用于减小输入电流波动。设置L上流过的电流为iL，其两端电压为vL。电容C1和C2容值相同，设置为CL，LS为折算至原端的漏电感。设置漏电感两端电压为VLS，流过漏电感的电流为iLS。高压侧：S3和S4的驱动信号互补，其占空比与低压侧相同，设置S1与S3之间的相位差与一个周期2π的比值为Φ，其范围为-0.5~0.5，电容C3和C4容值相同，设置为CH。V1和V2分别为高压侧电压和低压侧电压，vab和vcd分别为漏电感前后电压。相比于移相控制中，开关管占空比固定在0.5，加入了PWM控制，可使t1~t2以及t3~t4时间段内vab=vcd, vLS=0, 从而使该时间段内漏电流不变，减小漏电流峰值。
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| 图 2 双半桥隔离式双向DC-DC变换器 |
根据D与Φ之间的关系以及不同的漏电流波形，可将升压模式分为a, b, c 3种运行状态，如表 1所示。其对应的开关管驱动信号、电压波形以及漏电流波形如图 3中a)~c)所示。降压模式与升压模式波形类似。
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| 图 3 PPS控制波形 |
| D和Φ之间关系 | 模式 |
| 0 < Φ < D < 0.5or 0 < Φ < 1-D < 0.5 | a |
| 0 < D < Φ < 0.5 | b |
| 0 < 1-D < Φ < 0.5 | c |
以升压模式a为例，如图 3a)所示，在t0~t2时间段内, S1导通, S2关断, S2上的电压为低压侧电容之和(VC1+VC2), 其输入电感上的电压为
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(1) |
在t2~t4时间段内, S2导通, S1关断, S1上的电压为(VC1+VC2), 输入电感电压为
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(2) |
由于输入电感的伏秒平衡, 有
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(3) |
由(3)式可得, 电容电压之和的稳态值为
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(4) |
vab的峰峰值Vab-pp为
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(5) |
而vcd的峰峰值Vcd-pp为
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(6) |
PPS控制在t0~t1和t2~t3段内实现能量流动, 而在t1~t2及t3~t4时间段内保持vab=vcd, 以限制iLS峰值, 故Vab-pp=Vcd-pp可得高压侧增益为
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(7) |
漏电流iLS直接影响变换器的导通损耗和变压器损耗[8], 为了获得效率高的运行区域, 需要研究漏电流有效值较低的运行区域。
如图 2所示, 漏电流可表示为
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(8) |
将不同时刻的vab和vcd带入, 并求积分可得
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(9) |
时间t1~t2和时间t3~t4内vab=vcd, 故
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(10) |
由于iLS(t0)=iLS(t4), 故
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(11) |
由于一个周期内, 漏电流平均值为零, 并根据(10)式和(11)式可得
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(12) |
式中，fs为开关管的开关频率。
定义漏电流的基准值为
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(13) |
将(12)式代入(9)式中, 可得漏电流在一个周期内的标幺值i*LS, 如表 2所示。
| i*LS (0~Φ) | iLs* (Φ~D) | i*LS (D~(D+Φ)) | i*LS ((D+Φ)~1) |
| -DΦ+θ | (1-D)Φ | (1-D)Φ+D-θ | -DΦ |
| 注：表中θ为运行时刻占整个周期的比值。 | |||
通过表 2, 计算出漏电流均方根值的标幺值为
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(14) |
假设电路中不存在损耗, 则其输出功率为
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(15) |
定义输出功率的基准值为
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(16) |
将(6)式、(10)式、(11)式以及表 1数据代入(15)式, 则输出功率的标幺值P*为
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(17) |
采用相同的计算方法, 可计算出升压模式b对应的漏电流均方根值和输出功率值分别为
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(18) |
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(19) |
同理, 升压模式c对应的I*LS(RMS)和P*分别为
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(20) |
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(21) |
降压模式与升压模式的标幺值P*关于Φ=0中心对称, I*LS(RMS)关于Φ=0轴对称, 根据上述分析, 可画出漏电流均方根值, 以及输出功率的标幺值, 在不同相位差下的分布图如图 4所示。
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| 图 4 不同相位差Φ下漏电流及输出功率曲线 |
当Φ>0时, P*>0变换器工作在升压模式下, 当Φ < 0时, P* < 0变换器工作在降压模式下。升压模式时, I*LS(RMS)相对于Φ单调增加, 而P*先增加后减小, 故变换器应工作在零到功率最大值Pmax*区间内, 以保证相同输出功率下, 变压器漏电感的电流最小。
通过对(17)式关于Φ求导, 可得
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(22) |
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(23) |
降压模式可类似分析, 故变换器相位差应工作在区间-(1-D)D < Φ < (1-D)D内, 这一区间处于模式a中。
2.3 软开关分析除了导通损耗外, 开关损耗也是变换器效率必须考虑的内容。当开关管开通, 其漏源极电流为负时, 可实现ZVS)。故在模式a中, 当变换器满足(24)式时, 所有开关管可实现ZVS[8]。
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(24) |
由于输入电流iL的波动范围相对于漏电流很小, 故可认为其不变, 保持在稳态值, 结合(7)式、(16)式和(17)式, 可得其稳态值为
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(25) |
根据图 3a)以及表 2可得出, 各时刻漏电流值如表 3所示。
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(26) |
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(27) |
从而得出在模式a内, 所有开关管均可实现ZVS。
3 闭环控制为了确保升/降压模式下输出电压稳定, 且漏感两端电压平衡, 需要设计闭环系统。
升压模式下其反馈控制框图如图 5所示。
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| 图 5 升压模式下反馈控制框图 |
它由占空比控制回路和移相角控制回路2部分组成。电压控制振荡器(voltage-controlled oscillator, VCO)用于产生S1和S3之间的相位差。Φ的范围根据2.2节的分析, 需限定在-(1-D)D < Φ < (1-D)D之间。
设置低压侧电容电压之和为VC12，开始工作时, V2和VC12均为零, 产生信号ve1, 进而产生占空比, 由于占空比的存在会产生VC12, 从而产生信号ve2, 使相位差控制回路工作, 最终使输出电压稳定, 且漏感两端电压保持平衡。在降压模式下的反馈控制类似, 仅需将反馈量由V2变为V1, 电压参考Vref应由270 V变为28 V。
4 试验验证为了验证本文所提出变换器理论研究的正确性, 制作了1台1 kW的原理样机。具体的系统参数为:高压侧额定电压V2=270 V, 低压侧额定电压V2=28 V, 变压器匝数比1:4, 输入电感L=100 μH, 变压器漏感LS=2.3 μH, 低压侧分压电容C1=C2=10 μF, 高压侧分压电容C3=C4=15 μF, 开关频率fs=50 kHz。
设置D=0.4, Φ=0.033, 负载R=640 Ω, 变换器工作在升压模式。图 6所示为S1和S3漏源极电压以及高/低压侧电压, 此时高/低压侧电压分别为29.5 V和287 V, 与(7)式中的分析一致, S1漏源极电压峰值为74 V, 与(4)式分析一致, S2漏源极电压的峰值与输出电压一致且与分析相符。图 7所示为vab, vcd, 以及漏电流波形。vab和vcd均为交流电压, 通过PPS控制, 使其幅值相等, 从而抑制电流尖峰, 使电流应力减小。
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| 图 6 开关管漏源极电压及输入输出电压 |
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| 图 7 漏电感两端电压和漏电流 |
为了验证软开关性能, 需要检测开关管的门极驱动电压和漏源极电压, 图 8所示为开关管S1和S3的ZVS状态, 从图中可以看出, 当S1和S3开通前, 其漏源极结电容上的电压已降为零, 实现了ZVS。开关管S2和S4的ZVS状态类似。
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| 图 8 开关管和ZVS状态 |
设置占空比D=0.4, 相位差基于2π的比例Φ=-0.06, 负载电阻R=8.3 Ω, 变换器工作在降压模式时。图 9所示为开关管S1和S3漏源极电压以及高压侧电压和低压侧电压, 通过PPS控制, 可实现功率的反向流动。图 10所示为vab, vcd以及iLS波形, 通过PWM控制也可实现降压模式下的电压平衡, 从而抑制漏电流。
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| 图 9 开关管漏源极电压及输入输出电压 |
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| 图 10 漏电感两端电压和漏电流图 |
图 11所示为升压模式时负载由320 Ω切换至160 Ω时的动态试验波形，高压侧电压在切换前后保持在270 V，其动态响应时间为12 ms。图 12所示为降压模式时，负载由5.6 Ω切换至3 Ω时的动态响应波形，低压侧电压保持在28 V，其动态响应时间为10 ms。以上实验结果验证了该闭环控制方法具有良好的稳态和动态特性。
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| 图 11 升压模式闭环控制负载切换 |
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| 图 12 降压模式闭环控制下负载切换波形 |
本文针对飞机全电刹车系统提出的供电电源余度设计方法，采用结构简单的双有源半桥隔离双向DC-DC变换器，并引入PPS控制方法，解决了传统PS控制下变压器漏电感两端电压不平衡时漏电流幅值高的问题，降低了漏电流的幅值，扩大了输入电压波动范围。
推导了双有源半桥隔离双向DC-DC变换器电压增益公式，漏电流有效值以及输出功率。
通过对比不同相位差下漏电流有效值以及输出功率的关系，给出了低导通损耗下的相位差调制范围，并证明了在该范围内，双向DC-DC变换器所有开关管均可实现ZVS。
设计了闭环控制方法，同时控制占空比和相位2个变量，在确保升压和降压模式下输出电压稳定的同时，保证变压器漏电感两端电压平衡。
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