在电力电子变换器中实现功率因数校正(power factor correction,PFC)以减小电流谐波污染、提高功率因数已经成为业界广泛共识。其中，boost变换器由于其拓扑简单、器件少、效率高，被广泛用于功率因数校正[1]。然而，由于boost变换器的升压特性，当其用于PFC时，输出电压将高于电网电压的峰值。因而，若应用于低电压负载场合时(如通信电源、电池充电器等)，需要额外增加1级DC-DC变换器，这就是传统的2级式PFC变换器[2]。由于其需要2级功率变换和2套控制电路，使得其成本较高、效率较低。
相对于2级式PFC，单级式PFC具有更高的性价比，因而引起了研究者更大的兴趣。为了获得低电压输出，2种拓扑类型可以采用：buck型和buck-boost型。然而，当电网电压低于输出电压时，buck电路不能提供输入电流，因而输入电流具有很大的畸变，通常很难获得较高的功率因数性能[3, 4]。buck-boost型变换器则可以在全范围市电电压内持续从电网提供电流，因而电流畸变小，可以实现高功率因数。其中，级联式buck-boost PFC变换器(cascaded buck-boost PFC,CBBPFC)可以分别工作在升压或降压模式下，从而达到在输入电压全范围内都能获得持续的输入电流，因而当其在低电压输出应用场合，可以获得较满意的功率因数校正效果[5, 6]。文献[7, 8]将buck-boost单元和buck单元组合在一起形成的单级式拓扑也可以在宽输入电压范围内得到低电压输出。文献[9]使用耦合电感将buck和boost变换器集成为一个单级式变换器，可以在宽输入电压范围内实现宽输出，也取得了较好的功率因数校正效果。然而，以上几种单级式拓扑都采用了传统的二极管整流桥，其半导体器件个数较多，同时也增加了输入侧的导通损耗。
本文提出了一种新型单级式无桥buck-boost PFC变换器(single stage bridgeless buck-boost PFC,S2B3PFC)拓扑，相较于单级式有桥PFC变换器，所需要的半导体器件个数更少，而且导通路径中的器件个数也大大减小，从而降低了功率器件的导通损耗，加上使用了耦合电感提高电压衰减率，因而在低电压输出场合中具有更高的性价比。同时，本文采用了单周期控制(one cycle control,OCC) 来实现PFC功能，OCC比传统的PFC控制方法具有更好的动态性能，而且电路实现中不需要传统控制方法所必须的乘法器，可以降低控制电路成本并且提高可靠性。
1 新型单级式无桥buck-boost变换器 1.1 变换器拓扑工作原理本文提出的S2B3PFC变换器拓扑如图 1所示，由2个开关管M1-M2，4个二极管D1-D4，耦合电感N1∶N2∶N3，输出电容Co以及负载RL组成。假设输入网侧电压为正，此时开关管M2、二极管D2和D3工作。当开关管M2开通时，输入端通过开关管M2和二极管D2给耦合电感充电；当开关管M2关断时，耦合电感上的能量通过N1绕组经过二极管D3给负载充电。假设输入网侧电压为负，此时开关管M1、二极管D1和D4工作。当开关管M1开通时，输入端通过二极管D1和开关管M1给耦合电感充电；当开关管M1关断时，耦合电感上的能量通过N2绕组经过二极管D4给负载充电。因此通过控制开关管M1和M2，就可以调制所需要的输出电压以及输入电流波形。
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| 图 1 新型单级式无桥buck-boost变换器 |
可以看出，在任意正负半周期内，当开关管开通时，导通回路仅有1个开关管和1个二极管构成的导通损耗，当开关管关断时，导通回路仅有1个二极管的导通损耗。因此，与级联式Buck-boost PFC变换器相比，其功率器件总个数和导通回路中的损耗都有很大减少，具体如表 1所示。
| 器件 | CBB PFC | S2B3 PFC |
| 开关管 | 2 | 2 |
| 二极管 | 6 | 4 |
| 导通回路(开关导通) | 2二极管+2开关管 | 1二极管+1开关管 |
| 导通回路(开关关断) | 3二极管+1开关管 | 1二极管 |
采用传统的CBBPFC变换器，当输出电压低于输入电网电压时，其工作于buck状态。当输入电压处于峰值时，开关管的占空比将会变得极小，这对变换器的工作是不利的。例如，单相市电220 V的峰值电压为311 V，当输出电压为48 V时，该变换器的占空比约为0.15，若输出电压进一步降低，占空比将会更小。而采用本文所提出的S2B3PFC拓扑，由于引入了耦合电感，可以大大提高电压的衰减率。
当开关管开通时，输入电网电压给耦合电感充电；当开关管断开时，耦合电感的1个绕组将能量释放到负载中。根据电感的伏秒平衡特性原则，可以得到：
式中，Vg为输入电压，Vo为输出电压，D为占空比，Ts为开关周期，n为耦合电感的匝比。
由(1)式可以得到电压增益，M为：
由电压增益表达式可以看出，由于匝数比n的引入，电压衰减率可以大大提高，同时避免了开关管的占空比工作于极限状态，提高了电路的可靠性。
1.3 功率器件电压应力分析假设所有功率器件为理想原件，由拓扑工作的对称性可知，开关管M1和M2、二极管D1和D2、二极管D3和D4的电压应力分别相同。在此，以半个正弦周期内协同工作的开关管M2、二极管D2和D3为例，可分析其电压应力。
当开关管M2开通时，输入电压Vg给耦合电感充电，此时二极管D3被反向阻断，其反向电压为绕组N1上的电压与输出电压之和，即：
当开关管M2关断时，耦合电感的反向感应电压等于(n+2)Vo。此时，开关管M2所承受的电压为耦合电感感应电压与输入电压之和，即：
当开关管M2工作时，二极管D2不承受电压应力，而当开关管M1关段时，二极管D2承受的电压应力为耦合电感与输入电压之和，即：
2 单周期控制的PFC
单周期控制是由KeyueSmedley教授提出的非线性大信号PWM控制理论[10]。由于其动态响应快、鲁棒性强、抗干扰性强、开关频率恒定、电路简单等优点，被广泛运用于电力电子变换器中。在其运用在PFC应用中时，由于取消了传统PFC控制需要的乘法器，使得整个控制电路变得简单可靠，成本也大大降低。
单周期控制电路的核心部分如图 2所示，由1个RS触发器、1个比较器、1个带自动复位的积分器组成[11]。时钟信号产生周期性脉冲用于在每个开工周期的开始重置触发器，在积分器的输入端信号V2被积分，其输出值与信号V1比较，当比较器的2个输入信号相等时，比较器输出状态反转，从而复位触发器，同时复位积分器为零。
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| 图 2 单周期控制核心电路 |
其工作过程可表达为：
通过单周期控制电路，控制开关的PWM占空比，从而实现V2斩波信号在每个开关周期的平均值等于或者正比于V1信号。如果选择积分常数等于开关周期，则V2的斩波信号的平均值在每个开关周期里都等于V1，因而占空比可调制为：
PFC是通过电网侧电流和电压同相位且保持正弦来获得高功率因数，因而从电网侧看来，PFC的控制目的就是使变换器本身保持纯阻性，即：
式中，Vg为网侧电压，ig为网侧电流，Re为变换器的等效电阻。
由(2)式可得：
将(9)式带入(8)式，即可得到在本文所提S2B3拓扑中实现PFC的控制目标为：
给(10)式乘以系数Rs/Re，Rs为电流检测电阻值，可得：
可见，控制目标(11)式与单周期控制规律(7)式的形式相同，故令：
将(12)式代换到单周期控制电路中，即可实现该拓扑的功率因数校正功能。实际电路中，有：
可以为开环给定值，也可以为输出电压闭环控制的调制值。
3 仿真结果为了验证S2B3拓扑工作的可行性及OCC应用在该拓扑中实现PFC的有效性，运用PSIM仿真软件对其进行了仿真验证。仿真结果表明，该拓扑工作原理可行，OCC运用在该拓扑时能够达到PFC的目的，同时可以获得较高的功率因数和较低的电流畸变率。仿真参数如表 2所示。
| 参数 | 数值 |
| 输出功率Po/W | 200 |
| 输入电压Vg/V | 220 |
| 输入电压频率/Hz | 50 |
| 输出电压Vo/V | 48 |
| 开关频率k/kHz | 100 |
| 励磁电感Lm/μH | 500 |
| 匝数比N1:N2:N3 | 1:1:5 |
| 输入滤波电感Lf/mH | 2 |
| 输入滤波电容Cf/μF | 0.5 |
| 输出电容Co/mF | 2 |
如图 3所示为OCC工作仿真波形。当时钟信号到来时，PWM开始输出高电平，当积分器输出信号等于给定的信号V1时，PWM输出低电平，这与OCC的理论分析是一致的。
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| 图 3 OCC工作仿真波形 |
图 4所示为输出电压Vo、输入电压Vg和电流Ig的仿真波形，可以看出：输入电流保持了非常高的正弦性，同时输入电流和输入电压相位一致，仿真测得功率因数PF=0.996。图 5所示为输入电流的频谱，从频谱图中可以看出，电流谐波非常小，仿真结果所测总谐波畸变率THD约为3%。
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| 图 4 输出电压Vo、输入电压Vg和输入电流Ig仿真波形 |
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| 图 5 输入电流Ig频谱 |
图 6和图 7分别为负载增大50%和输入电压减小50%情况下的仿真波形。可以看出，在负载和输入电压大范围波动情况下，输入电流仍能保持很好的正弦性，同时功率因数基本不受影响。
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| 图 6 负载波动下的输出电流Io和输入电流Ig仿真波形 |
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| 图 7 输入电压Vg波动下的输入电流Ig仿真波形 |
本文提出了一种适用于低电压输出场合的新型单级式无桥buck-boost PFC变换器拓扑，具有以下优点：
1) 所需半导体器件少，降低了成本；
2) 导通路径上的器件损耗小；
3) 更高的电压衰减率，避免开关管工作于占空比极限状态；
同时，采用了单周期控制实现功率因数校正，不需要传统控制方法中的乘法器，简化了控制电路，节省了成本。
通过仿真验证了拓扑和控制方法的可行性和有效性。因此，该PFC变换器由于其高性价比可以成为适用于低电压输出场合的单级式PFC解决方案。
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